Préampli/ampli casque monoétage "High Perf"

[Jacques92]

Bonjour,

Comme je vais modifier mon ampli casque qui me sert maintenant de préamp pour ma salle audio/vidéo c'est l'occasion de vous présenter ce projet qui tourne dans sa version initiale depuis plusieurs années maintenant.

Ce projet est parti d'une étude que j'avais faite en 2015 et qui a fait l'objet d'une publication dans "Linear audio" la même année. Le but de ce développement était de concevoir un amplificateur composé d'un unique étage tout en offrant des performance très élevées à la mesure. L'analyse se voulait générique mais les concepts utilisés ont été mis en œuvre sous la forme d'un buffer/ampli pour mon casque orthodynamique Hifiman HE-4.
Ce casque est vraiment bluffant mais tout le monde ne le sait pas parce que branché sur un petit ampli dédié comme on en trouve généralement dans le commerce, un PC, ou un baladeur, c'est totalement nul. Par contre si on lui fournit la puissance adéquate il révèle toutes ses qualités.

Les caractéristiques de cet ampli sont :

• un schéma monoétage en classe A
  
• Un courant de repos élevé supérieurs à 250mA (à comparer avec ce que fournit un headamp du commerce)
  
• un fonctionnement sans gain
  
• une très grande bande passante
  
• une disto que je n'ai pas pu vraiment mesurer (en-dessous de 0.0001%) faute de moyen adéquat
  
• Un couplage DC de bout en bout
  
• alimentation double mono 2x+/-9Vdc
  

Entre la sortie du DAC et le casque, le signal rencontre deux résistances en série et deux jonctions MOS dont dont les points de polarisation ont été "gelés", en température, en courant et en tension.

Quelques photos des cartes ampli réalisées :






Les cartes peuvent être configurées en buffer ou en ampli avec gain.

Je détaillerai le schéma et les grands concepts mis en œuvre dans un prochain post.

Travaux à réaliser en 2020 :

• refonte complète des alimentation
  
• Une nouvelle campagne de mesures
  
• Remplacement du potentiomètre de volume par un potentiomètre à relais en cours de réalisation
  
• Peut-être une sélection de sources
  
• montage dans un nouveau boîtier.
  

[Circlotron.audio]

Salut Jacques, je suis impatient de voir le schéma

Si je comprends bien, tu as un asservissement de la CCS avec un "aop" par exemple ?

J'ai utilisé un asservissement pour matcher les mosfets de mon ampli

 Sur un ampli SE une source de courant asservi c'est l'ideal

[Jacques92]

(11-10-2019, 11:45 AM)Circlotron.audio a écrit : Salut Jacques, je suis impatient de voir le schéma

Si je comprends bien, tu as un asservissement de la CCS avec un "aop" par exemple ?

J'ai utilisé un asservissement pour matcher les mosfets de mon ampli

Sur un ampli SE une source de courant asservi c'est l'ideal

Bonjour,

L'étage n'est pas polarisé par une CSS. Une CCS implique un courant constant sur l'une des broches d'une transistor. Mais comme la charge consomme un courant variable, les polarisations ne sont pas gelées. Au contraire, il faut que rien ne soit constant autour d'un transistor pour que ses points de polarisation restent fixes les un par rapport au autres.

Je vais d'abord expliquer les principes de conception pour en arriver au schéma.

Jacques.

[Jacques92]

Pour commencer sur les principes appliqués sur ce projet...

Le transistors et ses défauts

Le transistor a fait l’objet d’innombrables études et perfectionnements. Il s’est imposé dans tous les domaines de l’électronique. Toutefois, même après plus d’un demi-siècle d’existence, il demeure toujours un composant imparfait. Les principales lacunes du transistor sont la variation du gain en fonction de sa polarisation instantanée, ses capacités parasites et sa dérive thermique.

La variation de gain du transistor en fonction de la polarisation instantanée est une cause importante de distorsion dès que celui-ci est utilisé dans le monde de l’analogique.

Les capacités parasites sont très pernicieuses et provoquent plusieurs défauts de fonctionnement du circuit global. Le premier défaut bien connu est le comportement en fréquence non-uniforme amenant coupure de bande et problèmes de stabilité dans les systèmes bouclés. Un autre défaut, bien plus sournois, est son impact négatif sur la distorsion du circuit. Il est important de noter qu’une capacité parasite au sein du transistor n’est jamais fixe et dépend de la polarisation et certainement de la température de la puce. Ceci en fait un condensateur de piètre qualité induisant des distorsions en sortie de tout étage utilisant le transistor. Mais la capacité parasite entraine aussi des problèmes en amont : la distorsion induite à l’entrée du circuit. La capacité parasite, variable, est traversée par un courant peu corrélé au signal. Ce courant se transforme en tension parasite en modulant sur l’impédance de sortie du circuit attaquant le transistor. Plus l’impédance en amont est grande, plus la distorsion est élevée. Pour illustrer ce phénomène, La figure suivante présente une simulation d’un montage préamplificateur ultra simple et la distorsion mesurée à l’entrée du montage et à la sortie. Ce circuit, simple suiveur en classe A, est attaqué par un signal de 2Veff au travers un potentiomètre de 47K à mi-course




On constate que la distorsion en entrée et en sortie est la même. Autrement dit, c’est essentiellement la distorsion à l’entrée qui fixe les performances du circuit. C'est une simulation et on imagine facilement que dans le monde réel la distorsion est encore plus importante. Quand on connaît la valeur des capacités parasites du très bon FET petit-signaux utilisé ici, on peut imaginer ce que peut introduire un câble de liaison avec une capacitance cent fois supérieure, tout aussi variable et microphonique sur la sortie d’un préampli passif. Phénomène bien plus intéressant à étudier qu’une simple analyse dans le domaine fréquentiel…

La dérive thermique des transistors est un autre problème. il suffit de consulter le datasheet du composant pour ce rendre compte que la dérive thermique est bien présente au sein de tout type de transistor et particulièrement les transistors unipolaire pour lesquels les courbes de Vgs montre une dépendance à la température très importante. On peut noter qu’une variation de température de la puce va non seulement modifier le Vbe/Vgs mais certainement toute la fonction de transfert du transistor puisque le gain est lui-même relié à ce paramètre.
La variation thermique de la puce est liée à la température ambiante autour du composant mais aussi et surtout à la dissipation de puissance du transistor. Cette dernière contribution est difficile à modéliser car elle fait intervenir autant la structure interne de la puce, la capacité thermique du substrat, la forme du signal « dissipation ». Toutefois, il est aisé d’imaginer que la combinaison de ces multiples facteurs fait que la tension Vbe/Vgs et le gain fluctue au sein du transistor selon de multiples constantes de temps combinées dont au moins une est dans la bande audio puisque la principale contribution au phénomène concerne la dissipation de puissance instantanée, elle-même en relation avec le signal audio.

Pour faire face à ces imperfections du transistor, il y a deux méthodes :
- la première consiste à empiler plusieurs étages à transistors pour avoir un grand gain en boucle ouverte puis à appliquer une contre-réaction. Traitement réalisé localement, globalement, ou les deux en combinaison. Cette méthode est certainement utilisée dans plus de 99% des réalisations ;
- la seconde méthode consiste à neutraliser au mieux les défauts du transistor directement au niveau du composant en jouant sur sa polarisation.

C'est la seconde méthode qui est visée dans ce projet. Elle ne nécessite pas d'empiler des étages de gains. On peut donc partir sur une topologie d'amplification minimaliste : un seul étage tout en gardant des objectifs de performance très élevés.

[Jacques92]

La voie qui est choisie pour ce buffer / amplificateur est une structure minimaliste mono-étage avec application de la solution visant à geler la polarisation des transistors critiques de l’étage pour obtenir de très bonnes performances. Les paramètres rendus constants seront la tension et le courant des transistors car cela permettra de neutraliser les capacités parasites, de neutraliser les distorsions introduites par ces transistors, y compris la distorsion thermique et les problèmes de dérives thermique influant sur l’offset de sortie, ce dernier point dans la limite de l’action de la température extérieur. Le fonctionnement de l’étage sera en classe A car toute incursion en classe B implique un blocage des transistors et donc un changement de polarisation, ceci allant à l’encontre du concept initial.
Même si la structure de cette réalisation se veut minimale, il n’en reste pas moins que le circuit ne sera pas simple pour autant car il faut mettre en œuvre le système visant à gérer la polarisation en courant et tension.

Le but de cette réalisation est de pouvoir fonctionner en mode buffer (amplificateur de courant) ou en mode amplificateur (de tension et de courant). Bonne nouvelle, il est possible à partir d’un buffer d’obtenir un amplificateur.La structure de base, minimale, sera donc un buffer :



Cette structure peut être transformée en amplificateur, en ajoutant simplement deux résistances et en changeant la disposition des éléments :


Cette réalisation consiste donc à concevoir le buffer noté X2 sur les deux schémas, selon une structure minimaliste monoétage dont les transistors critique voient leur polarisation en tension et courant stabilisée.

Pour le choix de l’élément actif principal, cela sera un transistor bien-sûr, élément le plus simple à notre disposition pour amplifier du courant dans une version petit et moyenne puissance. Pour la fonction amplificateur de courant, n’importe quel transistor répond au besoin. Pour la fonction suiveur, il faut pouvoir fixer une tension nulle entre l’entrée et la sortie, c'est-à-dire une tension Vce ou Vgs nulle. Un seul type de transistor répond au besoin le transistor à effet de champ. Hélas, le transistor FET de puissance à Vgs « nullable » , disponible, n’étant pas accessible, il nous reste la solution du transistor bipolaire ou du MOSFET. Le MOSFET a été sélectionné car il a le gros avantage d’avoir une grande impédance entrée, ce qui nous est fort utile dans le cadre d’une solution mono-étage devant offrir une impédance d’entrée élevée.

La structure initiale du buffer (point de départ de la conception) :



C’est un buffer sans contre-réaction. L’élément principal est le MOSFET canal-N M1 monté en single-ended avec la source de courant I1. Il assure la fonction d’amplification de courant. Toutefois il ne peut prétendre assurer la fonction suiveuse à une constante près : son Vgs. Le MOSFET Canal-P M2 et R1 chargés par la source de courant I1 assurent simplement une fonction de décalage de tension fixe. Combiné avec le Vgs de M1 permet de réaliser la  fonction suiveuse Vout = Vin.

Il ne reste plus qu'à faire évoluer ce schéma pour que les point de polarisation des deux transistors soit gelés :
- courant Id constant
- tension Vds constante
Ce qui implique :
- dissipation constante (P = id x Vds = constante x constante)
- Tension Vgs constante car Id constant et Vds constante
- Tension Vds constante car Vds et Vgs constante
- capacité Cgd neutralisée car Vgd constante donc ICgd nul
- capacité Cgs neutralisée car Vgs constante donc ICgs nul
- capacité Cds neutralisée car Vds constant donc ICds nul

[Circlotron.audio]

Tu sais comment attiser le feu

Il y a tellement de constante qu'il doit y avoir une cascode mais ça ne fait pas tout

[Jacques92]

Bonjour Cyclotron,
Tout à fait, du cascodage il y a dans un mode un peu particulier, je vais y venir !

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Alors c'est parti pour la transformation du schéma de départ...

Rappel du schéma de départ :


Etape 1 : traitement de la polarisation en courant de M1

Le but est d’obtenir un fonctionnement de M1 à courant constant.
Le circuit M1 / I2 est modifié comme suit :



La source de courant I1 a été remplacée par un circuit basé sur l’étage de sortie l’amplificateur de P. L. Taylor (
P.L. Taylor.– Wireless world  –  Juin 1973 -  « Audio power amplifier ») dont on a amélioré les performances. Ce circuit permet de maintenir un courant constant dans R20 et M1 quelque soit la charge présentée à la sortie. Le principe est le suivant : le transistor M3 shunte tout ou partie du courant fourni par M1 vers le rail négatif pour maintenir celui-ci constant dans M1 en fonction de la consommation sur la sortie. La résistance R20 sert à mesurer le courant dans M1. M3 est commandé par Q5 de manière à maintenir la tension sur R20 constante.
Le reste du montage réalise la polarisation sans dérive de Q5 et le pilotage de la tension sur la grille de M3 au travers d’une charge active. La zener programmable TLV431V combinée à Q9 forme une source de courant constante et compensée en température. Ce courant au travers de R29 et Q5 produit la tension sur la base de Q5 définissant le courant de repos du buffer. Q8 monté en diode permet de compenser la dérive en température de Q5. R25 est une résistance de faible valeur limitant le gain de l’ensemble.
La charge de grille de M3 est réalisée par Q7/R26. C'est un générateur de courant constant. R26 est choisie égale à R31 de manière à avoir un courant égal dans la branche Q5/Q7 et la branche Q8/Q9, pour un compensation thermique adéquate entre Q5 et Q8.

Le résultat de ce montage ce premier step est courant de bias constant de M1, indépendant de la charge en sortie et du signal en sortie, indépendant de la température extérieure.

Etape 2 : traitement de la polarisation en tension de M1
 
Le circuit est ensuite modifié pour forcer une tension VdsM1 constante. Il suffit d’un simple cascodage de M1 pour cela. Toutefois un cascodage classique avec un unique transistor de puissance dont le Vgs aura sa propre distorsion thermique (élevée car dissipant une bonne partie de l’énergie en classe A) n’est pas suffisant. Il a été préféré une véritable régulation de la tension VdsM1 :



La régulation est réalisée par Q4, M4, R14 et R21, alimentée en courant par Q3. La tension VdsM1est VbeQ4 + R14 . IR14. Elle est choisie aux alentours de 1.3V. R21 améliore la stabilité et est négligeable pour la tension VdsM1. R11, Q1, R12, C4, R17, Q3 forment un générateur de courant constant compensé en température. Ce courant définit la tension sur R14. Pour fonctionner correctement, la tension d’alimentation du générateur de courant doit être parfaitement stable. L’alimentation locale de cet ensemble est réalisée autour du bootstrap constitué par R3 et C2. Ce bootstrap fournit la tension au dessus du rail positif pour alimenter cette régulation de Vds. La tension de bootstrap est ensuite régulée en mode shunt par R7, X3, R8, R9. Cette tension est finalement filtrée par R10 et C3.

Nous avons au final de ces première étape de modification un transistor M1 dont la dissipation thermique, le Vds, le Id/Is sont parfaitement stabilisée et insensibles à la température externe. Les capacités parasites sont neutralisées. Les distorsions sont très largement réduites.

Etape 3 : traitement de M2

Le but est de geler les points de polarisation de M2. Là c'est beaucoup plus simple :



La source de courant constant I2 est remplacé R16/Q2.
Pour avoir VdsM2 = constante le drain de M2 est maintenant relié à la sortie (la source de M1). Comme la source de courant est constante, VR1 est constante. Et comme nous avons Vgs M1 constant alors VdsM2 = VgsM1 – VR1 est Constant.
R1 est un ajustable régler pour que VR1+VsgM2 compense exactement VgsM1 : c’est le réglage de l’offset de sortie.
 
A l’issue de cette troisième étape nous avons l’ensemble des transistors critiques (M1, M2 sur le trajet du signal) voient leur polarisation gelée. Les autres transistors importants sont proche d’une polarisation stabilisée.

Etape 4 : modification du bootstrapping
 
L’opération consiste à rompre le bouclage avec la sortie et à utiliser la tension d’entrée bufferisée par deux ampli-op à la place. On s’appuie sur le fait que dans un buffer la tension d’entrée est identique à la tension de sortie. On gagne en stabilité car il n'y a plus la réaction positive entre la sortie du M1 et le montage cascode.

Et on arrive ainsi au schéma final (protection à l'entrée, et protection en sortie non représentées ici).


Les mesures réalisées au simulateur et les mesures réalisées sur le prototype dans un prochain post...

[Circlotron.audio]

Bonjour Jacques, je me suis peut être mal exprimé en parlant de CCS, mais il y a bien un générateur de courant asservi par R20

En tout cas j'aime beaucoup l'idée, ça devrait faire des merveilles sur des enceintes haut rendement

Bien à toi
Sébastien

[Jacques92]

(11-12-2019, 02:56 PM)Circlotron.audio a écrit : Bonjour Jacques, je me suis peut être mal exprimé en parlant de CCS, mais il y a bien un générateur de courant asservi par R20

En tout cas j'aime beaucoup l'idée, ça devrait faire des merveilles sur des enceintes haut rendement

Bien à toi
Sébastien

Bonjour Sébastien,

Je n'ai jamais essayer sur du HR. Au départ je l'ai utilisé en ampli casque. Puis il m'a servi de préampli en amont d'un petit classe A au salon. Ca marche vraiment bien en préamp. Maintenant c'est toujours utilisé en préampli pour driver mes deux petits blocs mono 20W en classe A sur mon installation audio/vidéo.

Je vais en faire un vrai préampli/ampli casque avec gestion de volume à relais et sélection de sources. Dans ma salle audio / vidéo j'ai de nombreuses sources.

Jacques

[Jacques92]

Les mesures au simulateur :

réponse en fréquence :




% de distorsion Harmonique (20Hz, 2Vrms sur 32ohms) :



% de distorsion Harmonique (1KHz, 2Vrms sur 32ohms) :



% de distorsion Harmonique (20KHz, 2Vrms sur 32ohms) :



Mesure des points de polarisation à 2.83V sur charge 32 ohms :

• première courbe : signal de sortie
  
• courbes du dessous : tension Vds et Vce sur les transistors  (M2, c'est M1 du dernier schéma) --> toutes les tensions Vse/Vds des transistors sont stabilisées
  
• courbes du dessous : courants dans le transistor de sortie (M2, c'est M1 du dernier schéma) et courant modulé dans M3 --> courant dans transistor critique stabilisée
  
• courbes du dessous : Variation dissipation instantanée dans les transistors (M2, c'est M1 du dernier schéma) --> Variation pour les transistors limité à 2 milliwatts pour le transistor de puissance et en microwatts pour les autres.
  

Qu'est ce qui bouge alors ? M3.

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Et pour finir les mesures réelles :

faites avec une carte son de bonne qualité et le logiciel ARTA.

1/ Transfert sur signal carré 4KHz :

• En haut : signal d'entrée buffer (oscillations due à la limite de BP de la carte son)
  
• En bas : signal de sortie
  

2/ Distorsion 10KHz -10dBu




En haut : mesure du système en bouclage (carte son uniquement)
En bas : mesure du système avec le buffer inséré dans la boucle
Pas vraiment de différence : la distorsion du buffer n'est pas vraiment mesurable et est au moins d'un ordre de grandeur en dessous de celle de la carte son soit 0.0001% ou moins.

3/ Mesure de la réponse en fréquence :

Faite mais pas significative : on voit la coupure de la carte son.